1. 서론
위상 시프터는 위상 배열 시스템 내에서 전자기파의 위상을 제어하고 변경하는 데 중추적인 역할을 합니다. 위상 배열 시스템의 대역폭이 확장됨에 따라 높은 위상 정확도를 보장하는 것이 위상 천이기 설계에서 가장 중요한 과제로 대두되었습니다. 또한 GaAs 기술의 경우 구성요소 모델에서 비롯되는 시뮬레이션과 측정 결과 간의 불일치는 해결이 필요한 즉각적인 문제를 제시합니다.
위상 배열 시스템에서 위상 시프터의 지수에는 대역폭, 위상/진폭 오류, 위상 범위, 분해능, 선형성, 전력 소비 및 견고성이 포함됩니다. 위상 배열 시스템의 전송 채널에서 DPS는 안테나에 충분한 전력을 공급하기 위해 높은 선형성을 입증하는 것이 필수적입니다. 마찬가지로, 수신 채널에서 저잡음 증폭기 다음에 DPS는 간섭 방지 기능을 향상시키기 위해 높은 선형성을 유지해야 합니다. 실리콘에 비해 GaAs는 확실히 더 나은 선택입니다. 능동 위상 천이기에 비해 수동 위상 천이기에는 DC 전력 소비가 필요하지 않으며 양방향이므로 위상 배열 시스템의 전력 소비와 면적이 줄어듭니다.
일반적인 광대역 디지털 위상 천이기에는 반사형 위상 천이기(RTPS)[1]-[7], 스위치형 위상 천이기(STPS)[8]-[16], 벡터 및 위상 천이기(VSPS)[17]-가 포함됩니다. [27]. RTPS 위상 천이기는 선형성이 뛰어나고 DC 전력 소비가 없어 대규모 위상 천이에 적합합니다. 기존의 고역/저역 통과 위상 시프터는 광대역 요구 사항을 충족하는 데 어려움을 겪고 있습니다. 내장형 스위치형 위상 시프터 구조는 콤팩트하지만 위상 정확도는 스위칭 트랜지스터의 기생 용량에 크게 영향을 받아 시뮬레이션과 측정 결과 간에 큰 차이가 발생합니다. VSPS에는 전력 소비가 큰 DC 전원 공급 장치, 전력 분배기/결합기 및 가변 이득 증폭기가 필요하며 단일 경로에서만 사용할 수 있습니다. 문헌[28]에서는 All-Pass 네트워크를 기반으로 한 MCAPN(Magneticly Coupled All-Pass Network)을 소개했습니다. 그러나 MCAPN 구조의 위상 변화는 광대역 범위에서 여전히 상당하므로 넓은 대역폭과 평탄한 위상 응답을 갖춘 DPS를 설계하는 것이 어려운 작업입니다.
이 편지는 세 가지 새로운 구조를 제안합니다: 작은 위상 변이를 위한 이중 수정 자기 결합 올 패스 네트워크(DMMCAPN), 중간 위상 변이를 위한 수정된 고역 통과 네트워크/수정 자기 결합 올 패스 네트워크(MHPN/MMCAPN), Lange/수정 대규모 위상 변이를 위한 전송선 네트워크(L/MTLN). 측정 결과는 제안된 6비트 DPS가 매우 높은 수준의 위상 변이 정확도를 달성한다는 것을 보여줍니다.
2. 회로 설계
2.1 DMMCAPN
그림 1은 작은 위상 변이를 위해 특별히 설계된 제안된 DMMCAPN의 개략도를 보여줍니다. DMMCAPN은 두 개의 수정된 자기 결합 APN(MMCAPN)과 두 세트의 SPDT 스위치로 구성됩니다. 기존 MCAPN과 비교하여 이 네트워크는 차동 구조와 저역 통과 인덕턴스 보상 기술을 채택하여 더 평평한 위상 변이 응답을 얻습니다. 두 개의 분기가 서로 다른 커패시턴스 값을 사용합니다. \(C_s\) 원하는 상대 위상 변이를 달성합니다. 또한 두 가지 분기는 동일한 크기의 트랜지스터와 동일한 자기 결합 계수를 사용합니다. \(k\) 두 가지 분기의 위상 변이가 동일한 기울기로 가능한 한 많이 주파수에 따라 변하도록 보장합니다. 두 지점은 서로 다른 크기의 보상 인덕턴스를 사용합니다. \(L_{st}\) 광대역 DPS의 평탄성을 보장하는 고주파 위상 보상을 실현합니다.
또한 기존 스위치형 위상 천이기의 위상 천이 정확도는 트랜지스터의 기생 용량에 의해 영향을 받는 것이 분명합니다. 문헌 [29]-[31]은 GaAs 공정을 기반으로 제작된 위상 천이기에 대한 시뮬레이션과 측정 결과 사이의 불일치를 보여줍니다. DMMCAPN 구조의 상대 위상 변이 값은 동일한 결합 계수를 채택하는 두 경로의 위상 변이 값을 뺀 값입니다. \(k\) 동일한 크기의 트랜지스터를 사용하여 공정 편차의 영향을 효과적으로 줄이고 시뮬레이션과 측정 결과 간의 일관성을 보장합니다.
이 편지에서는 DMMCAPN이 5.625에 적용되었습니다.\(^\circ\), 11.25\(^\circ\) 및 22.5\(^\circ\) 위상 이동 비트. 11.25를 타고\(^\circ\) 예를 들어, 위상 변이 비트, 그림 2(a)는 다양한 조건을 사용하여 정규화된 주파수에 대한 시뮬레이션된 상대 위상 변이를 보여줍니다. \(k\)어디로 \(k\) 값은 다음에서 스캔됩니다. \(-0.8\) 에 \(-0.2\) 0.2단계로. 시뮬레이션 결과는 위상 변이 오류가 다음 범위 내에 있음을 보여줍니다. \(\pm 0.3^\circ\) 1-2의 정규화된 주파수 범위에서\(\times\) 언제 \(k = -0.6\).
보상 인덕터, \(L_{st}\), 고주파 상대 위상 편이 값을 추가로 보상하는 데 사용할 수 있습니다. \(\mathit{\Delta} Ls\) 인덕턴스의 차이를 나타냅니다. \(L_{st1}\) 및 \(L_{st2}\). 그림 2(b)는 다양한 조건을 사용하여 정규화된 주파수와 위상 변이의 시뮬레이션 결과를 보여줍니다. \(\mathit{\Delta} Ls\)어디로 \(\mathit{\Delta} Ls\) 0.06nH에서 0.12nH까지 0.02nH 간격으로 스윕합니다. 시뮬레이션 결과는 위상 변이 오류가 다음 범위 내에 있음을 보여줍니다. \(\pm 0.15^\circ\) 1-2의 정규화된 주파수 범위에서\(\times\) 언제 \(\mathit{\Delta} Ls\) 0.1nH입니다.
2.2 MPN/MMCAPN
그림 3은 중간 이동 단계에 대해 제안된 MHPN/MMCAPN의 개략도를 나타냅니다. 이 구조에서는 저역통과망이 MMCAPN으로 대체되고, 고역통과망은 T형 고역통과망과 XNUMX개의 LC망으로 구성된다. T형 고역 통과 네트워크는 리드 위상을 제공하는 역할을 하고, 두 개의 LC 네트워크는 위상을 보상하고 대역폭을 확장하는 데 사용됩니다.
이 편지에서는 MHPN/MMCAPN이 45에 적용되었습니다.\(^\circ\) 및 90\(^\circ\) 위상 이동 비트. 45를 타고\(^\circ\) 예를 들어, 위상 변이 비트, 그림 4(a)는 다양한 조건을 사용하여 정규화된 주파수에 대한 시뮬레이션된 상대 위상 변이를 보여줍니다. \(k\)어디로 \(k\) 값은 다음에서 스캔됩니다. \(-0.75\) 에 \(-0.3\) 0.15단계로. 시뮬레이션 결과는 위상 변이 오류가 다음 범위 내에 있음을 보여줍니다. \(\pm 1.4^\circ\) 1-2의 정규화된 주파수 범위에서\(\times\) 언제 \(k = -0.6\).
마찬가지로 보상 인덕턴스는, \(L_{st}\), 보다 정확한 위상 변화를 얻을 수 있습니다. 그림 3(b)는 위상 편이 오류가 다음 범위 내에 있음을 보여줍니다. \(\pm 0.7^\circ\) 1-2의 정규화된 주파수 범위에서\(\times\) 언제 \(L_{st}\) 0.12nH입니다.
2.3L/MTLN
그림 5는 큰 위상 변이를 위해 설계된 제안된 L/MTLN의 개략도를 보여줍니다. L/MTLN은 고저역 통과형 위상 천이기의 구조를 유지합니다. Lange 커플러는 광대역 플랫 90을 제공하기 위해 저역 통과 경로에 사용됩니다.\(^\circ\) 위상 변화. 하이패스 경로는 다음이 차지합니다. \(\pi\)1차 도로 마이크로스트립 선로를 사용하여 위상 변이 정도를 광범위하게 조정하고 접지 마이크로스트립 선로를 사용하여 미세 조정하는 유형의 전송 선로 구조입니다. 또한, 이 편지는 개방형 회로 마이크로스트립 라인(OCML)을 혁신적으로 도입합니다. \(\pi\)- 유형의 전송선 네트워크를 사용하여 큰 위상 변이의 위상 정확도를 향상시킵니다.
그림 6은 OCML이 위상 변이 정확도에 미치는 영향을 보여줍니다. 시뮬레이션 결과를 보면, \(\pi\)-OCML을 추가하지 않은 유형의 전송선 구조, 180에 대한 상대 위상 편이 오류\(^\circ\) 위상 변화는 다음과 같이 감소합니다. \(\pm 1.3^\circ\) 에 \(\pm 0.4^\circ\) 1-2의 정규화된 주파수 범위에서\(\times\).
3. 측정 결과
그림 7은 6-bit로 구현된 제안된 0.25비트 DPS의 칩 현미경 사진을 보여줍니다.\(\mu\)m GaAs 공정, 면적 5.28 mm2. 매개변수 값은 표 I에 나열되어 있습니다.
그림 8은 이 칩의 측정 결과를 보여줍니다. 칩은 좁은 전도성 트레이스를 통해 DC 바이어스 및 0/5V 디지털 위상 제어 전압과 인터페이스됩니다. 이 구성을 사용하면 제어 전압을 변경하여 칩이 64가지 상태를 얻을 수 있습니다. 소신호 측정은 키사이트 PNA 네트워크 분석기 N5227B와 함께 광대역 온웨이퍼 시스템을 사용하여 수행되었습니다. 그림 8(a)는 중첩 없이 모든 64개 상태의 측정된 상대 위상 변이를 보여줍니다. 그림 8(b)는 측정된 64개 상태의 삽입 손실과 평균 삽입 손실을 보여준다. 평균 삽입 손실은 (\(-12.2 \pm 0.5\)) dB로 인해 칭찬할만한 이득 일관성을 보여줍니다. 측정된 RMS 위상 및 진폭의 오차는 1.8 범위 내에 있습니다.\(^\circ\) 0.75~6.5GHz에서 각각 13.5dB. 시뮬레이션과 측정 결과 간의 일치성은 다른 GaAs 기반 작업의 일치성을 크게 능가하며, 이는 주로 이 편지에서 제안된 DMMCAPN, MHPN/MMCAPN 및 L/MTLN에 기인합니다. 그림 8(d)는 1GHz에서 IP29dB가 10dBm인 기준 상태에서 측정된 전력 용량을 보여주며, 이는 이 DPS가 충분히 높은 전력 성능을 가지고 있음을 나타냅니다. 더욱이, 기록된 입력 및 출력 반환 손실은 지속적으로 더 좋습니다. \(-14\) 64개 주 전체에 걸쳐 dB를 나타내므로 뛰어난 매칭 성능을 나타냅니다.
Fig. 8 측정 결과. (a) 측정된 64 상대 위상. (b) 측정된 RMS 위상 및 진폭 오류. (c) 시뮬레이션 및 측정된 삽입 손실. (d) IP1dB를 시뮬레이션하고 측정했습니다. (e) 측정된 입력 반사 손실. (f) 측정된 출력 반사 손실. |
표 II [31]-[33]은 제안된 DPS와 이전에 보고된 유사한 공정을 사용하여 제작된 최신 MMIC PS 간의 성능에 대한 비교 분석을 보여줍니다. 결과는 제안된 DPS가 예외적으로 낮은 RMS 위상 오류를 나타냄을 보여줍니다. 게다가 이 DPS의 대역폭, 선형성, FOM 역시 최고 성능에 가깝습니다.
4. 결론
이 편지에서는 광대역 패시브 DPS에서 차선의 위상 변이 정확도 문제를 해결하기 위해 설계된 세 가지 혁신적인 위상 변이 구조를 제안합니다. 이 편지에 표시된 양방향 수동 디지털 위상 시프터는 예외적으로 최소한의 위상 오류를 나타냅니다. 또한 DPS는 전체 작동 대역폭에 걸쳐 탁월한 임피던스 정합을 보여 광대역 위상 배열 시스템에 적용하기에 매우 적합합니다.
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CrossRef
작성자
Quanzhen Liang
Institute of Microelectronics, Chinese Academy of Sciences
University of Chinese Academy of Sciences
Yuying Zhang
Institute of Microelectronics, Chinese Academy of Sciences
Beijing Key Laboratory of New Generation Communication RF Technology
Kuisong Wang
Institute of Microelectronics, Chinese Academy of Sciences
Beijing Key Laboratory of New Generation Communication RF Technology
Yuepeng Yan
Institute of Microelectronics, Chinese Academy of Sciences
Beijing Key Laboratory of New Generation Communication RF Technology
Xiaoxin Liang
Institute of Microelectronics, Chinese Academy of Sciences
Beijing Key Laboratory of New Generation Communication RF Technology